Abstimmung des Takt-Arbeitszyklus zur Desense-Abschwächung in Modulationsfällen

Anmerkung der Redaktion: Das Papier, auf dem dieser Artikel basiert, wurde ursprünglich auf dem IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility & Signal/Power Integrity (EMC, SI & PI) 2022 vorgestellt und dort als bestes Symposiumspapier ausgezeichnet. Der Nachdruck erfolgt hier mit freundlicher Genehmigung des IEEE. Copyright 2022 IEEE.

Probleme mit der Desensibilisierung von Hochfrequenzantennen, auch Desense genannt, haben in den letzten Jahren immer mehr Aufmerksamkeit erregt. Durch den Trend, dass moderne elektronische Geräte immer kompakter gebaut werden, mit mehr Funktionen ausgestattet sind und mit höheren Geschwindigkeiten arbeiten, kommt es immer häufiger zu unerwünschten Störquellen und der Kopplung an die betroffenen HF-Antennen. Es gibt viele Mechanismen, die bei HF-Antennen zu Desense führen können, wie z. B. direkte Kopplung [1][2], Modulation [3], Intermodulation [4][5] usw.

Die häufigsten Fälle sind die direkte Ankopplung an die Antennen des Opfers. Wenn es bestimmte Rauschquellen gibt, die Frequenzkomponenten innerhalb des Empfangsbands ausstrahlen, kann die Antenne das Rauschen auffangen, wenn die Quellen über effiziente Kopplungspfade verfügen. Da die Arbeitsfrequenzbereiche der Antennen bekannt sind, wurden umfangreiche Untersuchungen durchgeführt, um unerwünschtes Rauschen zu vermeiden, das von in der Nähe befindlichen Modulen an die Antenne gekoppelt wird. Typische Abhilfemaßnahmen umfassen Abschirmungen, Absorber und sogar die Drehung der Ausrichtung [1]. Der Reziprozitätssatz wird als Rahmen zur Modellierung des direkten Kopplungsproblems verwendet [6]. Basierend auf dem Framework wurden mehrere Methoden vorgeschlagen, wie z. B. die Extraktion äquivalenter Dipolmomente für die Modellierung von Rauschquellen [7][8] oder die Verwendung der Huygens-Box [9].

Desense-Probleme mit beteiligter Modulation sind schwieriger zu identifizieren. Die abgestrahlten Sendesignale können bis zu 23 dBm betragen, und ein erheblicher Teil der Sendeleistung kann problemlos an nahegelegene Module und Komponenten gekoppelt werden. Aufgrund der Nichtlinearität der Komponenten erzeugen gekoppelte, mit niederfrequenten Basisbandsignalen modulierte TX-Signale neue Frequenzkomponenten und stören dann das RX-Band. Die niederfrequenten Basisbandsignale, die bei Desense-Problemen normalerweise ignoriert werden, können in einer solchen Situation zu Problemen führen. Es gibt nur wenige Untersuchungen zum Zusammenhang zwischen dem Basisbandsignalspektrum und dem Desense.

In diesem Artikel wird eine neue Richtung zur Linderung von Desense vorgeschlagen. Ohne das Hardware-Design zu ändern, kann das Rauschen unterdrückt werden, indem die Spektralverteilung durch Abstimmung des Rauschtakt-Tastverhältnisses optimiert wird. Das Verständnis der modulationsbedingten Desense und der Taktspektrumverteilung im Verhältnis zum Arbeitszyklus wird erläutert. Dann bestätigten reale Mobiltelefonmessungen die Machbarkeit einer Desense-Abschwächung durch die Abstimmung des Arbeitszyklus.

Bei HF-Antennen im Frequenzduplex-Betrieb (FDD) liegen die Sendefrequenzen normalerweise nicht weit vom Empfangsfrequenzbereich entfernt. Wie Abbildung 1(a) am Beispiel des LTE-Bandes 5 zeigt, haben die Sendekanäle einen Unterschied von 45 MHz zu den Empfangskanälen. Eine modulationsbedingte Desense kann unter zwei Bedingungen auftreten: 1) Es sind spektrale Komponenten des Basisbandsignals um 45 MHz vorhanden; 2) Es ist genügend Nichtlinearität vorhanden, um die TX- und Basisbandsignale zu mischen. Dann werden die Basisbandsignale in den RX-Bereich hochkonvertiert und stören den Kanal. Frühere Studien haben gut identifiziert, dass dieser Modulationsmechanismus in einem praktischen Telefondesign auftritt [3].

Wie Abbildung 1(b) zeigt, können die von der Antenne abgestrahlten TX-Signale von der nahegelegenen digitalen Mikrofonschaltung (Dmic) aufgenommen werden. Aufgrund der Nichtlinearität der Dmic-Komponente können die gekoppelten TX-Signale mit den Taktsignalen am Mikrofon modulieren, sodass nach dem Mischen neue unerwünschte Hochfrequenzsignale im RX-Bereich entstehen. Letztendlich koppelt das modulierte RX-Rauschen zurück zur Antenne des Opfers und verschlechtert die Empfindlichkeit. Beachten Sie, dass die Grundfrequenz des Dmic-Takts zwar 2,4 MHz beträgt, seine Harmonischen jedoch in der Nähe von 45 MHz auftreten können.

Abbildung 1: Durch Modulation verursachter Desense-Mechanismus: (a) FDD-Modus-Arbeitsband (b5); (b) Hin- und Rückkopplung von TX- und modulierten Taktsignalen.

Daher stammen die Störsignale aus der Intermodulation zwischen TX und seinen Harmonischen des Dmic-Takts.

Eine Uhr kann sinnvollerweise als trapezförmige Welle mit einer bestimmten Anstiegs-/Abfallzeit und einem bestimmten Arbeitszyklus behandelt werden, wie Abbildung 2(a) zeigt.

Abbildung 2: Trapezwelle und Sinc-Funktion für verschiedene Arbeitszyklen: (a) Erläuterungen zur Trapezwelle; (b) Sinc-Funktion über harmonischen Ordnungen.

Die Wellenform kann in der Fourier-Reihe als [10] ausgedrückt werden:

(Gleichung 1)

Dabei ist x(t) die Zeitbereichswellenform der Trapezwelle, c0 die Gleichstromkomponente und cn die doppelseitige Spektrumamplitude der Harmonischen n-ter Ordnung. Unter Anwendung der Fourier-Transformation können die Beträge der einseitigen Fourier-Koeffizienten (ohne DC) der Taktharmonischen wie folgt ausgedrückt werden:

(Gleichung 2)

Dabei ist cn+ der einseitige Fourier-Koeffizient für Harmonische n-ter Ordnung, A die Amplitude des Spannungspegels für digitales „HIGH“, Td die Ein-Zeit-Impulsbreite, T die Periode, tr/f die Anstiegs-/Abfallzeit . Es ist bekannt, dass das Tastverhältnis normalerweise bei etwa 50 % liegt und dass bei der Trapezwelle nur Harmonische ungerader Ordnung dominieren, während alle Harmonischen gerader Ordnung praktisch vernachlässigbar sind. Dies gilt jedoch nicht für Harmonische höherer Ordnung.

Unter der Annahme, dass die Anstiegs-/Abfallzeit, die Periode und die Spannungsamplitude alle fest sind und sich nur das Tastverhältnis ändert, werden die Fourier-Koeffizienten Y(n).

(Gleichung 3)

was nur mit dem Arbeitszyklus zusammenhängt. Abbildung 2(b) zeigt die Koeffizienten für verschiedene Arbeitszyklen. Beispielsweise ist Y(n) bei einem Arbeitszyklus von 50 % Null, wenn n = 10 (gerade Ordnung) und ungleich Null, wenn n = 9 (ungerade Ordnung). Wenn das Tastverhältnis jedoch nicht ideal ist, beispielsweise im Fall von 45 %, gilt Y(n = 9) << Y(n = 10). In diesem Fall ist die Komponente gerader Ordnung viel größer als die Komponente ungerader Ordnung. Es ist erwähnenswert, dass aus Abbildung 2(b) hervorgeht, dass die Dominanz zwischen Harmonischen ungerader und gerader Ordnung mit steigenden Frequenzen wechselt.

Die Taktharmonischen sind schmalbandige Signale, die TX-Signale sind jedoch breitbandig. Das durch die Modulation hochkonvertierte Seitenbandrauschen ist breitbandig und die Bandbreite jeder modulierten Harmonischen entspricht der von TX. Der einfachste Fall ist in Abbildung 3(a) dargestellt, wenn die TX-Bandbreite kleiner als die Grundfrequenz des Dmic-Takts ist. Nur eine Teilleistung der 19. Ordnung der Harmonischen stört das Empfangsband. In Fällen mit größerer TX-Bandbreite stört die Harmonische 19. Ordnung immer das RX-Band, während mit zunehmender TX/RX-Bandbreite immer mehr benachbarte Harmonische beteiligt sind. Als. Abbildung 3(b), 3(c) und 3(d) zeigen, dass bei einer TX/RX-Bandbreite von 3 MHz die 18. und 19. Harmonische teilweise zur gesamten Empfangsleistung beitragen, was als Empfangssignalstärkeindikator (RSSI) bezeichnet wird. innerhalb des RX-Bereichs. Wenn die TX/RX-Bandbreite 5 MHz beträgt, stören die 17. bis 20. Harmonischen den RSSI, und wenn die TX/RX-Bandbreite 10 MHz beträgt, tragen die 15. bis 22. Harmonischen zum RSSI bei. Wie in Abschnitt II Teil A erwähnt, bleibt der Duplexabstand unabhängig von den zum Senden und Empfangen ausgewählten Kanälen immer gleich. Wenn jedoch die TX-Bandbreite größer wird (angezeigt durch die roten Blöcke), werden auch die modulierten Harmonischen breiter. Dann fallen mehr Harmonische in das Empfangsband (angezeigt durch die blauen Blöcke). Außerdem hat jede Bestellung ein anderes Beitragsgewicht zum RSSI.

Abbildung 3: Störende Ordnungen der Taktharmonischen für unterschiedliche TX-Bandbreiten: (a) 1,4 MHz; (b) 3 MHz; (c) 5 MHz; (d) 10 MHz.

Wie Abbildung 4 zeigt, belegt das gemessene Breitband-TX-Signal eine Bandbreite von 1,4 MHz und die HF-Leistung wird innerhalb des Frequenzbereichs von [fTX, fTX + BandwidthTX/RX] dominant sein, in diesem Beispiel BandwidthTX/RX = 1,4 MHz.

Abbildung 4: TX-Spektrum und die störende HF-Leistung: (a) TX-Signale (verschiedene Bandbreiteneinstellungen) (b) vergrößertes Spektrum von TX (10-MHz-Fall).

Darüber hinaus stört nur ein Teil der modulierten 19. Harmonischen den Empfangsbereich, wie Abbildung 3(a) zeigt, sodass der entsprechend betrachtete Frequenzbereich in Abbildung 4(a) als schattierter Bereich markiert ist. Dann kann die unerwünschte Leistung bei der Harmonischen n-ter Ordnung ausgedrückt werden als [11]:

(Gleichung 4)

wobei Td/T das Tastverhältnis ist, f1(n) und f2(n) die unteren und oberen Grenzen der Harmonischen n-ter Ordnung für den betrachteten Frequenzbereich innerhalb von [fTX, fTX + BandbreiteTX/RX] sind, Sxx(f) das Spektral ist Dichte des TX-Signals. Der Koeffizient a ist eine Konstante, die die Hin- und Rückkopplungseffizienz der EM und den Mischumwandlungsverlust zwischen TX- und Taktharmonischen darstellt. Mit anderen Worten: Die integrierte Gesamt-TX-Leistung innerhalb des gegebenen Frequenzbands wird zunächst von der Antenne an das Dmic gekoppelt, dann mit Taktharmonischen moduliert und schließlich wieder an die Antenne gekoppelt. Sofern sich der Kopplungspfad und die Nichtlinearität des Dmic nicht ändern, bleibt a unverändert. Da außerdem der Duplexabstand viel kleiner ist als die Trägerfrequenzen, kann die Frequenzabhängigkeit von a vernachlässigt werden.

Darüber hinaus ist das Breitband-TX-Signal kein kontinuierliches Spektrum, sondern besteht aus Tausenden von Schmalbandtönen mit einem 1-kHz-Intervall zwischen benachbarten Tönen, wenn es auf einen kleinen Bereich vergrößert wird, wie Abbildung 4(b) zeigt. Wenn die Auflösungsbandbreite (RBW) viel kleiner als 1 KHz ist, kann das Integral in (4) als Summierung vereinfacht werden:

(Gleichung 5)

wobei Pgemessen die gemessene Kurve im Spektrumanalysator ist. m1 und m2 erfüllen f(m1) = f1 und f(m2) = f2 sind die aufgezeichneten Frequenzachsendaten. Wie in Abbildung 4(a) zu sehen ist, sind die Spektrumverteilungen über die Frequenzen des TX innerhalb der Arbeitsbandbreite ungefähr flach. Wenn daher die gesamte TX-Strahlungsleistung bekannt ist, kann (5) weiter vereinfacht werden als:

(Gleichung 6)

(Gleichung 7)

(Gleichung 8)

Dabei ist PTX die Gesamtleistung von TX, w(n) sind die Gewichtungskoeffizienten, die das Verhältnis der beteiligten Leistung zur Gesamtleistung für Harmonische n-ter Ordnung darstellen.

Da der durch TX- und Harmonische-Modulation verursachte RSSI mit bestimmten Ordnungen der Harmonischen zusammenhängt und jede Harmonische ein anderes Beitragsgewicht zum Desense-Pegel hat, wird RSSI durch die Summe der Leistung aller beteiligten Harmonischen multipliziert mit bestimmt ihre Gewichte. Wenn die Amplituden mehrerer benachbarter Harmonischer gemäß (2) abgestimmt werden können, besteht möglicherweise eine optimale Option zur Minimierung des RSSI.

Tabelle 1: Gewichtungskoeffizienten für beteiligte Harmonische

Nach den Ableitungen in (4)–(8) ist die störende HF-Leistung eine Funktion des Tastverhältnisses. Die Abstimmung des Arbeitszyklus führt zu unterschiedlichem cn+ und damit zu unterschiedlichem RSSI. Um die Machbarkeit einer Desense-Abschwächung zu validieren, wurden zwei Messungen durchgeführt. Angesichts der praktischen Einschränkung, dass das Dmic im Telefon das Taktverhältnis nicht ändern kann, wurde ein separates Dmic-Modul verwendet und von einem einstellbaren externen Signalgenerator mit Strom versorgt. Das Dmic-Modul wurde in der Nähe der HF-Antenne des Mobiltelefons platziert, um den Kopplungspfad aufrechtzuerhalten, wie Abbildung 5 zeigt. Das Dmic wurde mit dem Taktsignal und der Gleichstromvorspannung von einem Funktionsgenerator (Agilent 81150A) versorgt. In diesem Aufbau sind die Hin- und Rückkopplung und die Aufwärtskonvertierung aufgrund der Nichtlinearität immer noch vorhanden, um den gleichen Mechanismus wie in Abbildung 1(b) nachzuahmen.

Abbildung 5: Mobiltelefon-RFI-Setup für TX- und Taktmodulation verursachte Desense

Um die Änderungen des RX-Spektrums als Funktion des Arbeitszyklus besser beobachten zu können, wurde ein von LTE Band 5 unterstützter Duplexer verwendet, um den Zugriff auf das empfangene Spektrum zu ermöglichen. Unter Beibehaltung der Platzierung des Mobiltelefons und des Dmic-Moduls wurden die Verkabelungen geändert, wie in Abbildung 6(a) dargestellt. Abbildung 6(b) zeigt den Verdrahtungsplan und die HF-Signalpfade. Die Hochleistungs-Telefon-TX-Signale gingen zunächst über den „TX“-Port zum „ANT“-Port des Duplexers und wurden dann in das HF-Antennensystem (Abstimmschaltkreise + physische Antenne) eingespeist. Die abgestrahlten TX-Signale wurden an das Dmic gekoppelt und mit den Taktharmonischen moduliert. Anschließend wird das modulierte Seitenband zurückgestrahlt und von der Antenne aufgenommen. Schließlich gingen die ausgewählten RX-Seitenbandsignale über den „ANT“-Port zum „RX“-Port des Duplexers und wurden vom Spektrumanalysator gemessen (verstärkt, bevor sie in das Instrument gelangten).

Abbildung 6: Duplexer-basierter RFI-Testaufbau: (a) tatsächlicher Aufbau; (b) Schaltplan und Signalflusspfade

Die Messergebnisse sind in Abbildung 7 für den Fall dargestellt, dass die TX-Bandbreite 1,4 MHz beträgt. Wie in Abschnitt II Teil C erläutert, ist der störende Frequenzbereich der 19. Harmonischen als transparenter roter Bereich markiert. Durch Ändern des Takt-Tastverhältnisses sind im markierten Bereich mehr als 10 dB Unterschied erkennbar.

Abbildung 7: Ergebnisse des Duplexer-basierten RFI-Tests

Bei größeren TX-Bandbreiten wird das Spektrum im RX-Bereich aufgrund der Überlappung der modulierten Harmonischen komplizierter. Somit wird die Messung der Spektren für breitere TX-Fälle unnötig. Daher können direkte RSSI-Tests dabei helfen, die optimale Arbeitszykluseinstellung zur Desense-Abschwächung für alle TX/RX-Bandbreiteneinstellungen herauszufinden. Auf einem PC ist ein kommerzielles Tool installiert, das das zu testende Telefon steuern und mit ihm kommunizieren kann. Echtzeit-RSSI kann direkt auf dem PC aufgezeichnet werden. Die Messungen wurden für drei verschiedene TX-Bandbreiteneinstellungen und einen Arbeitszyklus von 46 % auf 54 % mit einer Auflösung von 0,1 % (höchste Auflösung des Signalgenerators) durchgeführt. Gleichungsbasierte RSSI-Änderungsvorhersagen werden durch (7) gegeben.

Die Trends des Desense-Levels, wie in Abbildung 8 dargestellt, die sich für verschiedene Bandbreiten ändern, werden gut erfasst. Je kleiner die Bandbreite, desto höher ist die Desense-Unterdrückung, die mit dieser Methode zur Taktanpassung erreicht werden kann. Wenn im Idealfall die modulierten Taktharmonischen die einzigen Rauschquellen sind und das Tastverhältnis mit einer Auflösung von 0,05 % abgestimmt werden kann, wie die gestrichelte rote Kurve zeigt, kann das Rauschen für die 1,4-MHz-Bandbreite um 20 dB (47,35 % oder 52,65 %) gemindert werden Fall. Aufgrund des Vorhandenseins anderer kleiner Geräusche und der Einschränkung der Feinabstimmungsfähigkeit des Signalgenerators ist jedoch eine Abschwächung um 10 dB die beste Verbesserung. Bei einer Bandbreite von 5 MHz kann die tatsächliche Messung einen so kleinen Unterschied von 1,5 dB nicht auflösen.

Abbildung 8: Ergebnisse des direkten RSSI-Tests

Dieses Papier zeigt ein umfassendes Verständnis dafür, wie die modulierten Oberwellen die Empfangsempfindlichkeit in einem HF-System im FDD-Modus beeinträchtigen. Basierend auf den Erkenntnissen wird eine neue Richtung vorgeschlagen, die darin besteht, die Spektralhüllkurve durch Abstimmung des Tastverhältnisses des Rauschquellentakts zu ändern, um Desense erstmals zu mildern. Gleichungsbasierte Schätzungen wurden abgeleitet und mit den realen Produktmessungen gut validiert. Wenn die störenden Taktsignale kein striktes Tastverhältnis erfordern, um ordnungsgemäß zu funktionieren, kann diese Abstimmungsmethode zur Unterdrückung des Desenses verwendet werden, ohne dass Änderungen am Layoutdesign erforderlich sind. Daher können die mit der Modulation verbundenen Desense-Probleme in Zukunft mit einer neuen anwendbaren Methode für Ingenieure gelöst werden.

Chulsoon HwangUhr-ArbeitszyklusdesenseJun FanRFShengxuan Xiaspectrum

Shengxuan Xia ist Ph.D. Student an der Missouri University of Science and Technology.

Deine Email-Adresse wird nicht veröffentlicht.

Kommentar

Name*

Email*

Webseite

Speichern Sie meinen Namen, meine E-Mail-Adresse und meine Website in diesem Browser für den nächsten Kommentar.

D